兩種電晶體，兩種控制旋鈕
兩個元件都是前幾階那個水龍頭：把手只要動一點點，就能控制一大股水流。但它們不同之處在於那個把手是什麼。在 BJT 裡，把手是電流——你把電流灌進基極，一股大得多的集極電流就跟著流出。在場效電晶體、尤其是 MOSFET 裡，把手是電壓——你在閘極上設定一個電壓，另外兩個端點之間的通道就打開。一個是電流控制、一個是電壓控制，而幾乎其他所有差異，都從這一點分歧流淌而出。
第一個後果很戲劇化：閘極幾乎不抽取穩態電流。BJT 要付過路費才能維持導通——只要它在導通，就得一直吸進一股基極電流 Ib = Ic / beta。用一顆 beta 為 50 的電晶體去切換 10 A 的負載，你就必須持續往基極餵 10 / 50 = 0.2 A，只為了把它維持在開的狀態。MOSFET 不收這份貢品：一旦閘極坐在比方說 10 V，通道就保持打開，而閘極吸進的直流電流基本上是零。對穩態訊號而言，這個控制端幾乎是免費的。
名稱對應得很整齊。MOSFET 的閘極扮演 BJT 的基極、源極扮演射極、汲極扮演集極。控制變數是閘對源電壓 Vgs：把它推過臨界電壓 Vth，通道就導通，很像把 Vbe 推過約 0.7 V 會喚醒一顆 BJT。差別在於：BJT 的輸入看起來像一顆會導通的順向偏壓二極體，而 MOSFET 的輸入看起來像一片絕緣的小金屬板，不導通。
誠實的但書：閘極是一個電容
「閘極不抽取電流」是關於直流的真相，不是關於變化的真相。那片坐在通道之上的絕緣閘極板，正好是一個電容的配方——兩塊導體中間夾一層薄薄的絕緣體——所以閘極是一個會充電的小水桶。在一個滿桶上維持穩定電壓不花什麼成本，但每次你想改變那個電壓，就得把電荷鏟進去、或抽回來。要把元件完全打開所必須搬動的總電荷，就是它的閘極電荷 Qg。
給它一個數字。一顆 Qg = 30 nC 的功率 MOSFET，若你想在 100 ns 內把它打開，就需要平均閘極電流 I = Q / t = 30 nC / 100 ns = 0.3 A，在那個切換瞬間。所以「沒有閘極電流」與「切換時要三分之一安培」兩句話都對——一句講穩態，一句講暫態。這正是為什麼真正的設計會把閘極交給一個閘極驅動器：一個粗壯的小緩衝器，唯一的任務就是快速把電荷砸進砸出。切換得太慢，元件就停留在半開狀態，燒掉切換損耗——那是本階後面一篇指南的主題。
當開關：一個電阻對上一筆固定過路費
完全導通時，這兩個元件壓降的方式截然不同，而這決定了誰能勝任開關。一顆飽和的 BJT 開關停在一個大致固定的集極—射極電壓 Vce(sat)，約 0.2 V——像一個收費站，不論通過的是涓滴還是洪流，收的過路費都一樣。而一顆完全導通的 MOSFET，行為則像一顆單純的電阻，也就是它的導通電阻 Rds(on)，所以它的壓降是 Rds(on) times I，純粹隨電流等比例變化。
看看這在比方說 5 A 時意味著什麼。一顆現代 MOSFET，Rds(on) = 10 mohm，只壓降 5 times 0.01 = 0.05 V，浪費 P = I^2 times R = 5^2 times 0.01 = 0.25 W。而卡在 0.2 V 過路費的 BJT，浪費 P = V times I = 0.2 times 5 = 1.0 W——同樣的工作，發熱是四倍。在低電流與中等電流下，MOSFET 是比較涼、比較有效率的開關，這正是為什麼今天的功率切換絕大多數是 MOSFET 的天下。
不過，要誠實面對那個交越點。因為 MOSFET 的損耗隨 I^2 times R 增長，而 BJT 的損耗只隨「固定電壓 times I」增長，所以在電流夠大時，一顆高 Rds(on) 的 MOSFET 實際上可能比 BJT 散掉更多功率——去規格書讀真正的 Rds(on)（它會隨溫度上升），別只信標題數字。同樣這種「低對高」的選擇也出現在高側與低側切換裡：一顆 N 通道元件可以輕鬆切換負載的接地腳（低側），但要切換電源腳（高側），它的閘極必須被驅動到高於正電源軌——這個小麻煩，後面一篇指南會用電荷泵或自舉電路來處理。
Property BJT (bipolar) MOSFET (field-effect) ---------------------------------------------------------------------- Controlled by base CURRENT Ib gate VOLTAGE Vgs Control terminal draws Ib = Ic/beta draws ~0 DC (a capacitor) On-state voltage fixed Vce(sat) ~0.2 V Rds(on) x I (a resistor) gm at same current high (Ic / 25mV) lower (square-law) Gets hotter -> more current (runaway) Rds(on) rises -> self-limits Putting in parallel hard (one hogs current) easy (they share) Hold it ON needs continuous Ib just a held voltage
當放大器：誰每毫安培的增益比較高？
對小訊號而言，要緊的是跨導 gm——每一伏特的輸入擺動能換到多少輸出電流——因為它乘上一顆負載電阻，就是你的電壓增益。在這裡 BJT 有個安靜的優勢。BJT 的集極電流隨 Vbe 指數型上升，給出你在 BJT 階段見過的、強勁的 gm = Ic / VT。而 MOSFET 的汲極電流只隨閘極過驅動電壓（Vgs 減 Vth）的平方上升，是條比較溫和的曲線，所以在相同工作電流下，它的 gm 通常小上好幾倍。
在 1 mA 處給它數字。BJT 給出 gm = 1 mA / 25 mV = 40 mA/V；一顆典型的小訊號 MOSFET 在同樣 1 mA 下也許只能擠出幾 mA/V。所以 BJT 從每一毫安培裡榨出的增益較多，這是為什麼精密、低失調、低雜訊的類比前端那麼常維持雙極性的原因之一。而 MOSFET 發揮價值的場合，是當你搭一個共源極放大器或一個源極隨耦器（下一篇），並需要一個近乎無限大、完全不對訊號源造成負擔的輸入時。
那個近乎無限大的輸入，是 MOSFET 在類比上的殺手級特色。因為閘極是絕緣的，輸入電阻高到天文數字，輸入基本上不抽取偏壓電流——非常適合讀取高阻抗的感測器、壓電元件，或在電容上保持一個電壓而不讓它漏掉。不過有個命名陷阱要記住：在 BJT 裡「飽和」指的是當開關時的完全導通，而在 MOSFET 裡，飽和區恰恰相反——它是元件進行放大的那個主動、平坦的區域。同一個詞，意思相反。
發熱、並聯，以及最後的裁決
現在來看決定高功率與耐用設計的那個差異：各自升溫時的行為。一顆被固定基極驅動著的 BJT 很危險——它一變熱，Vbe 就下降，於是放過更多電流，於是更熱，這個惡性循環叫熱跑脫，可能把零件煮壞。MOSFET 則做友善的相反之事：它的 Rds(on) 隨溫度上升，所以較熱的點承載較少電流、安靜地自我降溫。這個元件天生內建了一道對抗失控的負回授。
光這一個特性，就讓 MOSFET 很容易並聯成群：把好幾顆並聯起來，若有一顆開始搶電流、它就會發熱、電阻爬升，然後禮貌地把電流交還給比較涼的兄弟們，直到大家平均分擔。BJT 則做危險的相反——最熱的那顆會搶到越來越多電流——所以並聯它們需要平衡電阻與小心。把自我平衡、近乎免費的電壓驅動、與低導通電阻加在一起，你就明白為什麼 MOSFET 主宰了功率切換，又能以 N 配 P 搭出每一顆數位晶片核心的 CMOS 反相器（本階的最後一篇）。
所以，最後的裁決——而這真的是一種取捨，沒有絕對贏家。當你要切換功率、搭數位邏輯、從一個微弱的電壓源驅動、或需要極高的輸入阻抗時，去拿 MOSFET；它的自我平衡與低導通電阻很難被打敗。當你想要每毫安培最大的跨導、在精密或音訊前端要最低的失調與雜訊、要簡單低成本的小訊號增益、或某些射頻工作時，去拿 BJT。大多數日常任務兩者都能勝任；上面那張表，加上那些誠實的但書，就是你選擇的依據。